反激式開關(guān)電源EMC調(diào)試（一）
1.1、反激式（Fly back) 開關(guān)電源工作原理
返馳式（Fly back)轉(zhuǎn)換器又稱單端反激式，或稱〝Buck-Boost〞轉(zhuǎn)換器。因其輸出端是在原邊MOS管關(guān)斷時獲取能量，故而得名。
工作原理：
工作過程分為兩個階段：原邊MOS管ON期間和OFF期間。MOS管開通期間：Vin電壓
加在變壓器初級繞組上，此時變壓器儲能；次級整流二極管因承受反向電壓而截止，電容C放電提供能量給負載。
MOS管關(guān)斷期間：變壓器初級繞組電壓改變，初級繞組儲存的能量釋放到次級繞組，次級整流二極管導(dǎo)通，給電容C充電的同時提供能量給負載。
1.2、反激式（Fly back)開關(guān)電源工作電流模式
如果按照反激式變壓器在開關(guān)周期內(nèi)的能量存儲狀態(tài)區(qū)分，則其基本工作模式可分為三種：電流連續(xù)模式（CCM）、電流斷續(xù)模式（DCM）及電流臨界模式（BCM）,這三種模式中BCM模式其實為CCM模式與DCM模式特殊形態(tài)。
BCM模式：若在每個開關(guān)周期開始或結(jié)束時，反激變壓器原邊勵磁電感所儲存的能量剛好釋放到0（對應(yīng)的其內(nèi)部的最小磁通也剛好為0），那么此時電源工作在BCM模式下。
CCM模式：若在每個開關(guān)周期開始或結(jié)束時，反激變壓器原邊勵磁電感中最小磁通不為0，那么電源工作在CCM模式下,此時反激變壓器勵磁電感還有殘余能量儲存；從電流波形上來看，勵磁電感中持續(xù)有電流流過，即反激變壓器勵磁電感中磁通持續(xù)存在，采用CCM模式可以有效降低開關(guān)管的電流應(yīng)力，但需要較大的電感量。
DCM模式：若在每個開關(guān)周期開始或結(jié)束時，反激變壓器原邊勵磁電感中最小磁通已經(jīng)為0，那么電源工作在DCM模式下,此時反激變壓器勵磁電感儲存的能量完全釋放掉；從電流波形上來看，勵磁電感中有一定時間內(nèi)無電流流過，即反激變壓器勵磁電感中磁通在一定時間內(nèi)消失，只有反激變壓器原邊漏感中存在磁通，勵磁電感失去箝位作用，勵磁電感感量與開關(guān)管D-S極間電容會產(chǎn)生LC振蕩，振蕩頻率由勵磁電感感量與開關(guān)MOS管D-S極電容共同決定。
斷續(xù)模式（DCM）原邊電流/電壓波形
1.3、反激式（Fly back) 開關(guān)電源EMI干擾源分析
反激MOS管D極電壓波形與D-S極電流波形
1.3.1、變壓器漏感產(chǎn)生的電壓尖峰與振蕩
反激式架構(gòu)開關(guān)電源EMI效果相對較差，尤其（斷續(xù)模式）情形，反激MOS管在開通、關(guān)斷時具有很寬的頻譜份量，開關(guān)頻率及諧波本身就是較強的干擾源。
在沒有RCD吸收電路的情況下，反激MOS管關(guān)斷，副邊整流二極管導(dǎo)通時，原邊的勵磁電感被箝位，原邊漏感LEP的能量通過MOS管寄生電容CDS進行放電，主放電回路為LEP -CDS -RS-大電解-LEP，此時產(chǎn)生振蕩的頻率為：
其初始的振蕩峰值決定于振蕩電路的Q值，Q值越大，峰值就越大，Q值小，則峰值小。為了減小峰值，可減小變壓器的漏感LEP，加大CDS 和電路的阻抗R，而加入Snubber電路是極有效之方法。
1.3.2、勵磁電感產(chǎn)生的振蕩
反激式MOS管關(guān)斷，副邊二極管由通轉(zhuǎn)向關(guān)斷，原邊勵磁電感被釋放，CDS和原邊電感的雜散電容為并聯(lián)狀態(tài)，再和原邊電感LP(勵磁電感+漏感之和）發(fā)生振蕩，放電回路同樣為LEP -CDS -RS-大電解-LEP，振蕩頻率為：
1.3.3、次級整流二極管開關(guān)噪聲
整流二極管導(dǎo)通、關(guān)斷時，具有很寬的頻譜含量，開關(guān)頻率及其諧波本身就是較強的干擾源。原邊反激MOS管導(dǎo)通，次級整流二極管關(guān)斷時，副邊勵磁電感被鉗制，副邊漏感LES和二極管雜散電容CJ發(fā)生振蕩，其振蕩頻率為：
反激式MOS管關(guān)斷，副邊二極管由通轉(zhuǎn)向關(guān)斷，原邊勵磁電感被釋放，CDS和原邊電感的雜散電容為并聯(lián)狀態(tài)，再和原邊電感LP(勵磁電感+漏感之和）產(chǎn)生的振蕩噪聲，通過變壓器耦合到次級，形成共模電流環(huán)路。
1.3.4、電流環(huán)路噪聲
原邊MOS管開關(guān)回路：
開關(guān)回路主要由原邊MOS管與變壓器勵磁電感組成，開關(guān)管與其散熱片、金屬外殼和電源內(nèi)部布線間分布電容，產(chǎn)生的du/dt具有較大幅度的脈沖，頻帶較寬而且諧波豐富。開關(guān)管初級負載為變壓器初級線圈，是感性負載。
當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時，變壓器初級線圈產(chǎn)生了反電動勢E=Ldi/dt，其值與MOS管漏極的電流變化率成正比，與漏感成正比。由漏感產(chǎn)生的電壓尖峰迭加在MOS管D極關(guān)斷電壓上，導(dǎo)致傳導(dǎo)問題和輻射問題。
變壓器漏感產(chǎn)生的電壓振鈴波形
次級整流回路：
次級輸出整流二極管截止時有一個反向電流，恢復(fù)到零點的時間與結(jié)電容等因素相關(guān)。它會在變壓器漏感和其它分布參數(shù)的影響下產(chǎn)生很大的電流變化di/dt，引起較強的高頻干擾，頻率可達幾十MHz，甚至百MHz，導(dǎo)致嚴重的輻射問題。
1.4、反激式（Fly back) 開關(guān)電源電流環(huán)路分析
1.4.1、原邊MOS管開通電流環(huán)路：
原邊MOS管Ton期間，電流環(huán)路路徑:大電解正極→變壓器線圈輸入→變壓器線圈輸出→開關(guān)MOS管→RENSE電阻→大電解負極。在原邊MOS管Ton期間變壓器原邊線圈完成儲能，開通環(huán)路如下圖藍色虛線所示。
1.4.2、原邊RCD吸收電流環(huán)路：
原邊MOS管Toff期間,由于變壓器初級線圈電流瞬間不能突變，初級線圈產(chǎn)生反向電動勢抑制其電流突變。為抑制勵磁電感產(chǎn)生尖峰電壓對開關(guān)MOS管的沖擊，RCD吸收電路被廣泛應(yīng)用。
原邊MOS管Toff期間,RCD吸收電流環(huán)路路徑：變壓器初級線圈的輸出引腳→二極管→串聯(lián)電阻→串聯(lián)電容→變壓器初級線圈的輸入引腳。原邊MOS管Ton期間，通過并聯(lián)在RC兩端的電阻給電容放電，RCD吸收環(huán)路如下圖黃色虛線部分所示。
1.4.3、原邊RC吸收電流環(huán)路：
原邊MOS管Toff瞬間,D極產(chǎn)生很高的開關(guān)電壓尖峰，當(dāng)開關(guān)電壓尖峰超過MOS管電壓硬力時，MOS管會因過電壓硬力擊穿損壞，MOS管動態(tài)dv/dt也是產(chǎn)生EMI問題的原因之一。RC吸收環(huán)路：MOS管D極→電容→電阻→MOS管S極，RCD吸收環(huán)路如下圖綠色的虛線部分所示。
1.4.4、原副邊高頻耦合環(huán)路：
從理論上講反激變壓器可以隔離初次級之間的耦合，實際上由于繞組之間的寄生電容
的存在，以及原副邊寄生電容的存在，初次級之間存在容性耦合。由于變壓器漏感的存在，初次級線圈之間也存在互感，即感性耦合，初次級之間的高頻耦合如紅色虛線部分所示。
1.4.5、次級電流環(huán)路分析：
根據(jù)反激拓撲結(jié)構(gòu)的工作原理可知，原邊開關(guān)MOS管Toff期間，次級整流二極管導(dǎo)通，導(dǎo)通后電流環(huán)路如下圖紫紅色方框所示。而當(dāng)原邊開關(guān)MOS管Ton期間，次級整流二極管處于關(guān)斷狀態(tài)，其RC吸收環(huán)路如下圖黑色方框部分所示。
1.4.6、原邊開關(guān)MOS管與散熱片形成的寄生電流環(huán)路：
MOS管散熱片接地前的共模電流路徑：
開關(guān)MOS管的散熱片懸空時，開關(guān)MOS管與其散熱片之間的分布電容，散熱片與參考地（PE地）之間的分布電容，串聯(lián)起來構(gòu)成高頻電流環(huán)路。傳導(dǎo)測試時，高頻電流在機臺接PE地線時流過LISN，被檢測到。同時，高頻電流路徑也為高頻噪聲輻射提供了耦合路徑。
MOS管散熱片接地后的共模電流路徑：
開關(guān)MOS管散熱片接原邊地時，散熱片對PE參考地的分布電容被旁路，高頻噪聲被旁路回流到到原邊MOS管的參考地，降低了傳導(dǎo)測試時流過LISN上的高頻電流。同時也縮小了高頻電流的環(huán)路面積，降低了其高頻噪聲的空間輻射能力。
MOS管散熱片接地優(yōu)化設(shè)計：
開關(guān)MOS管散熱片接原邊地，解決了高頻電流流過LISN的問題，同時也降低了散熱片對PE參考地之間的電場，可以有效改善傳導(dǎo)與輻射性能。由于散熱片本體寄生電感，造成散熱片接地后的電位差，形成新的電流環(huán)路，輻射能力受環(huán)路面積，及環(huán)路阻尼的影響；散熱片接地到原邊地之間的PCB布線寄生電感，散熱片和MOS管之間分布電容形成的引起寄生LC振蕩，都可以通過優(yōu)化散熱片接地設(shè)計解決，即散熱片通過串聯(lián)電阻后接地。
